@电源网-fqd

@appleY

参数没有做说明，只是试着去看些

用一个极点，一个零点IP1Z 的 TYPE II 去补偿 双极点s^2的控制输出，补偿的增益中必定有s^2的关系

你的上面没有这种关系

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说说我对环路补偿的理解吧

环路了补偿跟所有的放大器补偿是一样，目的只有一个是放大器稳定

工程计算的方法通常是以BODE图去做研究的

通过传递函数是去找出函数变化发生转折的点(叫拐点可能跟函数的里面的拐点不一样的意义，

函数的拐点是凹凸性发生改变的点)，这个转折点就是零点和极点

而不是通过去解传递函数的方程的方法

这样所有的计算就相当于做加减乘除法了，环路其实很简单的

一个极点相当于一个RC积分器

相位偏移 θ = - arctan( ω / ωp ) ,    ωp为极点频率

增益是G = -20 lg ( ω / ωp)  

同样零点相当于一个RC微分器

寻着这个思路，上面的所有计算都是很容易的

在以-1斜率的低频率段，通过提高低频段的增益，就相当于提高了相位的边界 PM

这个增益补偿完了，再反过来可以验证下就可以了，就像磁芯饱和的计算一样的。

计算不是环路的补偿的难点，难点是因为在补偿环路有很多分布参数的影响，造成相移

这个很难控制，所以才有上面提高相位的边界PM值。

其实环路补偿是很简单，真的是很简单，特别是TYPE III型补偿更简单，

增加了电路零件，而补偿变得更容易了。

@boy59

@appleY

在BODE图上把第一个零点设置成fz1 = 0.5 * Flc , 

 第二零点 fz2 = Flc , 输出的双极点Flc

第一极点fp1 = Fesr ,  Fesr 输出的零点

第二极点fp2 = 0.5 *Fsw 

TYPE III型补偿要简单些，就像你上面说的，零点和极点相互抵消

这样变得更容易了

@appleY

在BODE图上把第一个零点设置成fz1 = 0.5 * Flc , 

 第二零点 fz2 = Flc , 输出的双极点Flc

第一极点fp1 = Fesr ,  Fesr 输出的零点

第二极点fp2 = 0.5 *Fsw 

TYPE III型补偿要简单些，就像你上面说的，零点和极点相互抵消

这样变得更容易了

@boy59

按这种方法设置后的总开环bode图如下：

将穿越频率设置成预期的20kHz，10Hz处增益60.619dB，相位余量64.772度，低频增益和相位余量都没有达到预期值。（如果将相位余量设置为60度，穿越频率就不是20kHz了）

如果期望在20kHz穿越频率处的相位余量是50度，采用这种方法得到的结果依然是64.772度，这种方法跟K-factor法相似虽然设置相对简单但结果只能是固定的一种（无法得到最优参数）。